Интеллектуальные датчики давления

В настоящее время в литературе большое внимание уделено использованию микроконверторов широко распространенного семейства ADuC8xx в системах сбора информации с температурных датчиков. Естественно, что уникальные возможности этих приборов позволяют кардинальным образом улучшить метрологические характеристики электронных модулей, предназначенных для обработки сигналов и с других типов датчиков. В предлагаемой статье оцениваются возможности повышения точности измерения давления, силы, деформации за счет создания интеллектуальных датчиков на базе микроконверторов.

Сегодня широкое распространение получили интегрированные системы сбора информации, содержащие на одном кристалле прецизионные аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи и многофункциональный микроконтроллер, обеспечивающий возможность первичной обработки полученной информации и ее передачи по стандартным или специальным интерфейсам промышленной сети. Наибольшую известность среди таких систем получили прецизионные системы сбора данных (микроконверторы) семейства ADuC8xx фирмы Analog Devices и семейства MSC12xx фирмы Texas Instruments. Микросхемы этих серий включают в себя (рис. 1) один или два 16- или 24-разрядных аналого-цифровых преобразователя с сигма-дельта модуляцией, цифро-аналоговые преобразователи, а также встроенный микроконтроллер с ядром МС51 и расширенной периферией, обеспечивающей широкие возможности организации различных способов обмена с внешними устройствами.

АЦП с сигма-дельта модуляцией обладают большой разрешающей способностью и линейностью во всем диапазоне измерений, что позволяет обрабатывать сигналы низкого уровня с первичных датчиков без предварительного усиления прецизионными усилителями. Встроенный микроконтроллер с ядром МС51 (52) позволяет осуществлять коррекцию всех погрешностей датчиков программными методами. Поэтому в дальнейшем под термином «интеллектуальный датчик» мы будем понимать модуль, включающий в себя соответствующий датчик и микроконвертор. Такое понятие используется и в материалах фирмы Analog Device [1]. Безусловно, многие фирмы оснащают свои датчики «интеллектом», но при этом, как правило, решаются те или иные частные задачи повышения точности тех или иных конкретных преобразователей. Естественно, что структура микросхем ADuC8xx и MSC12xx позволяет строить интеллектуальные датчики для различных физических параметров, которые при сохранении общей структуры будут отличаться, прежде всего, способом подключения первичных преобразователей и, соответственно, программным обеспечением.

Рассмотрим особенности построения интеллектуальных датчиков давления на базе микроконверторов ADuC8xx (структура MSC12xx такая же) и первичных преобразователей давления—тензорезисторов.

Тензорезисторы чаще всего включаются в схему неравновесного моста (моста Уитстона), с измерительной диагонали которого снимается напряжение, пропорциональное приращению сопротивления ΔR. Мостовая схема легко реализует все возможные конфигурации включения датчиков — четверть-мост (с тензодачиком в одном из плеч), полумост (с датчиками в двух плечах) и полный мост (с датчиками во всех четырех плечах).

В настоящее время четвертьмостовые и полумостовые схемы используются при измерении деформации конструктивных элементов при использовании наклеиваемых металлических (проволочных, фольговых или пленочных) тензорезисторов.

При возбуждении четверть-моста и полумоста источником напряжения зависимость величины напряжения U₀, снимаемого с измерительной диагонали, от приращения сопротивления тензорезистора ΔR имеет нелинейный характер:

— для четверть-моста,

— для полумоста.

Линеаризацию четвертьмостового и полумостового датчиков можно произвести путем балансировки моста, входы которого подключены к измерительной диагонали, а один из чувствительных элементов (R + ΔR) включен в цепь обратной связи операционного усилителя (рис. 2) [1].

Для схем рис. 2 справедливы зависимости:

— для четверть-моста (рис. 1а), (1)

— для полумоста (рис. 1б), (2)

где δR = ΔR/R — относительное приращение сопротивления тензорезистора.

Рассмотрим работу этих схем при подключении их к микроконвертору ADuC8x (рис. 3).

В связи с тем, что, начиная с +30 мВ, АЦП микроконвертора преобразовывает только положительные напряжения, в схему включают резистор R_c, c помощью которого создается синфазный сдвиг напряжения U_c, подаваемого на входы AIN+ и AIN–. При этом должно выполняться условие

где

а ‌U_0max‌ — максимально возможное значение напряжения, снимаемого с выхода операционного усилителя.

Для металлических тензорезисторов δR_max ≈ 1%, следовательно при U_B = 5 В, в соответствии с (1) ‌ U_0max ‌ = 25 мВ.

Высокая разрешающая способность АЦП микроконвертора и высокая линейность (±15 ppm) преобразователя позволяют обрабатывать сигналы такого уровня без дополнительного усиления.

Независимость результатов преобразования АЦП от нестабильности напряжения питания U_B достигается тем, что опорное напряжение АЦП U_ref снимается с одного из плеч моста:

Действительно, в результате аналого-цифрового преобразования напряжения U₀ получим следующую зависимость:

или, учитывая зависимости (1), (2), получим:

или

где N_r — код на выходе АЦП, N_max — максимальное значение кода, соответствующее верхнему пределу преобразования, ΔR = ΔR/R — относительное приращение сопротивления тензорезистора.

N_max рассчитывают из условия:

где γ= 2,5/2,56, n — разрядность АЦП (n = 16 или 24 в зависимости от типа используемого микроконвертора).

Коэффициент γ учитывает то, что опорное напряжение АЦП соответствует не пределу измерения 2,56 В (U_ref), а лишь некоторой его части 2,5 В (γ×U_ref).

Таким образом, результат преобразования не зависит от стабильности напряжения U_B, но существенно зависит от стабильности сопротивления плеч моста, которая должна обеспечиваться в любом случае (выражения (1), (2) справедливы при равенстве всех плеч моста).

При определении разрешающей способности преобразователя следует учитывать, что из-за влияния шумов используются не все n разрядов преобразователя. Количество неиспользуемых разрядов n_ш лежит в пределах от 3 до 6 в зависимости от выбранного поддиапазона и полосы пропускания (скорости потока) цифрового фильтра АЦП микроконвертора.

В соответствии с выражением (6) и с учетом влияния шумов разрешающую способность измерительной схемы рис. 2 можно определить как

или, учитывая, что обычно R << R_c:

Для 24-разрядного АЦП при n_ш = 6 δR_р ≈ 0,000004, что значительно превышает требования, предъявляемые к подобным устройствам.

Другим способом линеаризации полумостовых схем является запитывание их источником тока. Для четвертьмостовых схем нелинейность при этом сохраняется. Зависимость напряжения разбаланса от ΔR в них определяется выражением

или

где δR = ΔR/R — относительное приращение сопротивления тензорезистора.

Связь между приложенным давлением и относительным приращением давления определяется выражением

где GF характеризует тензочувствительность (значение 2,0–4,5 для металлов и более 150 — для полупроводников), безразмерная величина ΔL/L является мерой силы, приложенной к тензорезистору, и выражается в микрострейнах (lμε = 10^–6 см/см).

В качестве источника тока в схеме интеллектуального модуля (рис. 4) использован преобразователь напряжения в ток, построенный на операционном усилителе DA1. Ток возбуждения мостовой схемы, снимаемый с выхода операционного усилителя, составляет

Для металлических датчиков значение тока I_B в соответствии с таблицей 1 лежит в пределах 20 мА. Однако для некоторых типов датчиков это значение может существенно изменяться. Поэтому в предложенной схеме предусмотрена программная установка величины этого тока путем изменения уровня напряжения U_B на выходе цифро-аналогового преобразователя, входящего в состав микроконвертора.

Независимость погрешности измерения давления от нестабильности источника тока можно получить путем формирования опорного напряжения АЦП, пропорционального величине I_B:

Преобразовав выражение (8) с использованием зависимостей (4) и (12), получим:

или

Как видно из формулы (13), линейная зависимость между напряжением разбаланса моста и приращением сопротивления тензорезистора сохраняется при условии δR/4<<1. Для металлических датчиков δR_max ≈ 1% (табл. 1), что приводит к погрешности нелинейности 0,25%. Естественно, что и эту погрешность в интеллектуальных датчиках без особых затруднений можно учесть путем математической обработки результатов измерения.

Действительно, относительное приращение сопротивления и, соответственно, вызвавшее его давление определяется полученным из (14) выражением:

Это выражение может использоваться для программного вычисления в модуле значения δR и, соответственно, измеряемого давления.

Разброс отклонений от номинала сопротивлений резисторов, включенных в плечи моста, приводит как к появлению аддитивной погрешности напряжения смещения нуля, так и к увеличению погрешности нелинейности несбалансированного моста.

Эти погрешности стремятся уменьшить путем подгонки сопротивления плеч моста применением компенсирующих резисторов, в качестве которых при использовании наклеиваемых металлических тензорезисторов чаще всего применяют фольговые секционные резисторы.

В интеллектуальных датчиках погрешность начального разбаланса моста R₀ может быть рассчитана по формуле (15) при отсутствии воздействия внешних усилий путем измерения. Далее значение R₀ учитывается как поправка к измеренному при воздействии внешних усилий значению δR_p:

где ΔR_и — значение приращения сопротивления с учетом влияния начального разбаланса моста.

Следует отметить, что используемая вАЦП так называемая схема стабилизации прерыванием обеспечивает автоматическое устранение целого ряда источников аддитивной погрешности, например, погрешности термо-ЭДС, возникающей в местах соединения тензорезисторов и соединительных проводов.

Большое влияние на точность измерения давления оказывает температурная погрешность, определяемая влиянием температурного коэффициента тензочувствительности (ТКТ) и температурного коэффициента сопротивления (ТКС). При возбуждении моста напряжением влияние температурной погрешности частично компенсируют включением в цепь питания цепочки диодов (рис. 5а) или резисторно-транзисторной цепочки, имеющих температурный коэффициент напряжения, обратный по знаку (ТКТ) [7]. При питании мостов током для термокомпенсации температурной погрешности может использоваться схема, представленная на рис. 5б.

Естественно, что такая компенсация требует тщательной подборки компенсирующей цепи для каждого типа тензорезисторов и обладает довольно ограниченными возможностями по достижению необходимой стабильности преобразований. Рассматриваемая схема (рис. 4) позволяет осуществить гибкую программно-аппаратную термокомпенсацию датчиков путем контроля температуры окружающей среды и введения поправочного коэффициента для каждой температуры. Измерение температуры окружающей среды можно производить с помощью встроенного термометра микроконвертора (в случае, если условия измерения предусматривают расположение чувствительных элементов и микроконвертора в одинаковых температурных условиях). В противном случае могут использоваться внешние термометры, информация с которых обрабатывается микроконвертором. Компенсировать температурную погрешность в схеме рис. 4 можно изменением тока возбуждения пропорционально температуре путем изменения напряжения U_B, задаваемого цифро-аналоговым преобразователем. При этом, конечно, нельзя использовать в качестве опорного напряжения U_ref напряжение, снимаемое с резистора R_оп.

По сравнению с металлическими тензорезисторами значительно большую тензочувствительность имеют полупроводниковые датчики (GF≈150–200). Однако коэффициент тензочувствительности этих датчиков сильно зависит от величины деформации. Характер указанных зависимостей может быть различным и определяется свойствами материала чувствительного элемента (тип полупроводника, кристаллографическое направление вырезки элемента, удельное сопротивление). Лишь в тех редких случаях, когда полупроводники работают при весьма малых деформациях, их можно рассматривать как аналоги обычных проволочных датчиков. По этой причине многие полупроводниковые датчики семейства ALPHA 100 выпускаются набором типономиналов с относительно узким диапазоном измеряемого давления [2].

Поведение полупроводникового тензорезистора можно с достаточной точностью описать полиномом второго или третьего порядков:

где ε — мера силы, приложенная к чувствительному элементу (ε= ΔL/L).

Коэффициенты С1, С2, С3 имеют вполне определенные значения, найденные теоретически для чистых материалов (с малым количеством примесей) и экспериментально для материалов с большим количеством примесей (с известным удельным сопротивлением) [4].

Для вычисления приложенного давления используют обратный полином

Коэффициенты полинома M1, M2, M3 могут быть предварительно вычислены как коэффициенты аппроксимации обратной функции уравнения (16) и затем использованы для обработки результатов измерения величины δR.

В настоящее время кремний является важнейшим материалом для полупроводниковых тензорезисторов. В зависимости от удельного сопротивления материала и ориентации значение GF может достигать 200. Поэтому из него могут изготавливаться датчики силы с большим напряжением сигнала или со средним напряжением сигнала при очень жестком упругом элементе. Кроме того, в зависимости от типа проводимости (р- или n-кремний) GF имеет положительный или отрицательный знак.

Для измерения давления наиболее распространены интегрированные датчики, изготовленные на кремниевой пластине и включающие в себя четыре пьезорезистивных чувствительных элемента, образующих полномостовую схему, мембранную диафрагму, преобразующую измеряемое давление в силу, воздействующую на тензорезисторы. На том же кристалле располагаются элементы термокомпенсации и линеаризации [5].

В качестве основных параметров этих датчиков задается: максимальное измеряемое давление, полный диапазон выходного напряжения или тока, чувствительность, начальное смещение, температурный коэффициент смещения и температурный коэффициент чувствительности. Причем давление может задаваться в различных единицах (табл. 2). Чувствительность K = ΔU/ΔP задается в мВ/кПа или в мВ/мм рт. ст., в зависимости от используемой единицы измерения давления.

Основными источниками погрешности в этих датчиках являются нелинейность характеристики, гистерезис, временная и температурная нестабильность. Однако погрешность из-за влияния всех этих параметров в интегрированных датчиках лежит в пределах одного или нескольких процентов, что вполне достаточно для большинства технологических измерений, но недостаточно для исследовательских работ и при решении целого ряда прикладных задач. Именно в этом случае и приходят на помощь интеллектуальные микропроцессорные датчики, выпускаемые многими фирмами [2, 4, 5]. В этом ряду достойное место занимают интеллектуальные датчики, построенные с использованием микроконверторов ADuC8xx. Основные алгоритмы обработки результатов измерения давления с полупроводниковых датчиков принципиально не отличаются от рассмотренных выше алгоритмов, применяемых для металлических датчиков.

Опыт разработки интеллектуальных модулей обработки сигналов для распределенных систем сбора данных и управления показал высокую эффективность использования микроконверторов ADuC8xx как при разработке, так и при эксплуатации. При этом используются многие общие подходы для измерения различных физических параметров, таких как температура [6], давление, влажность и т. п.

Литература

1. Методы практического конструирования при нормировании сигналов с датчиков. По материалам семинара Practical design techniques for sensor signal conditioning. Санкт-Петербург: АВТЭКС. www.autexspb.da.ru.
2. www.pressure.ru
3. Ильинская Л. C., Подмарьков А. Н. Полупроводниковые тензодатчики. // Библиотека по автоматике. —М.-Л.: изд-во «Энергия». 1966. Вып. 189.
4. Библиотека электронных компонентов. Выпуск 11: Датчики давления фирмы SenSym. — М.: ДОДЭКА. 2000.
5. Панфилов Д. И., Иванов В. С. Датчики фирмы Motorola. — М.: ДОДЭКА. 2000.
6. Зайцев О. В., Синько С. Н., Троицкий Ю. В. Метрологические особенности систем сбора информации с температурных датчиков на базе микроконтроллеров ADuC8xx // Схемотехника. 2005. №9.